PWM - զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի սկզբունքն է փոխել իմպուլսի լայնությունը՝ պահպանելով զարկերակային կրկնության մշտական արագությունը: Իմպուլսների ամպլիտուդը մնում է անփոփոխ։
Զարկերակային լայնության կառավարումն օգտագործվում է այնտեղ, որտեղ անհրաժեշտ է կարգավորել բեռին մատակարարվող հզորությունը: Օրինակ, DC էլեկտրական շարժիչների կառավարման սխեմաներում, իմպուլսային փոխարկիչներում, LED լամպերի պայծառությունը կարգավորելու համար, LCD մոնիտորների էկրանները, սմարթֆոնների և պլանշետների էկրանները և այլն:
Էլեկտրոնային սարքերի երկրորդային սնուցման սարքերի մեծ մասը ներկայումս կառուցված է իմպուլսային փոխարկիչների հիման վրա, զարկերակային լայնության մոդուլյացիան օգտագործվում է նաև ցածր հաճախականության (աուդիո) դասի D ուժեղացուցիչներում, եռակցման մեքենաներում, մեքենայի մարտկոցների լիցքավորիչներում, ինվերտորներում և այլն: PWM-ն թույլ է տալիս բարձրացնել գործակիցը օգտակար գործողությունԵրկրորդային սնուցման աղբյուրների (արդյունավետությունը) համեմատած անալոգային սարքերի ցածր արդյունավետության հետ:
Զարկերակային լայնության մոդուլյացիան կարող է լինել անալոգային կամ թվային:
Անալոգային զարկերակային լայնության մոդուլացիա
Ինչպես նշվեց վերևում, PWM-ով ազդանշանի հաճախականությունը և դրա ամպլիտուդը միշտ հաստատուն են: PWM ազդանշանի ամենակարևոր պարամետրերից մեկը աշխատանքային ցիկլն է, որը հավասար է իմպուլսի տևողության հարաբերակցությանը տդեպի զարկերակային շրջան Տ. D = t / T . Այսպիսով, եթե մենք ունենք PWM ազդանշան՝ 300 մկվ իմպուլսի տևողությամբ և 1000 մկվ իմպուլսի ժամանակաշրջանով, ապա աշխատանքային ցիկլը կլինի 300/1000 = 0,3։ Լրացման գործակիցը նույնպես արտահայտվում է որպես տոկոս, որի համար լրացման գործակիցը բազմապատկվում է 100%-ով: Օգտագործելով վերը նշված օրինակը, տոկոսային լրացման գործակիցը 0,3 x 100% = 30% է:
Զարկերակային աշխատանքային ցիկլը զարկերակային շրջանի հարաբերակցությունն է դրանց տեւողությանը, այսինքն. լրացման գործակիցի փոխադարձությունը: S = T/t .
Ազդանշանի հաճախականությունը սահմանվում է որպես զարկերակային շրջանի փոխադարձություն և ներկայացնում է ամբողջական իմպուլսների քանակը 1 վայրկյանում: Վերոնշյալ օրինակի համար, 1000 µs = 0,001 վ ժամանակահատվածով, հաճախականությունը Ֆ= 1/0,001 – 1000 (Հց):
PWM-ի իմաստը միջին լարման արժեքը կարգավորելն է՝ փոխելով աշխատանքային ցիկլը: Միջին լարման արժեքը հավասար է աշխատանքային ցիկլի և լարման ամպլիտուդի արտադրյալին: Այսպիսով, 0,3 աշխատանքային ցիկլով և 12 Վ լարման ամպլիտուդով, միջին լարման արժեքը կլինի 0,3 x 12 = 3,6 (V): Երբ աշխատանքային ցիկլը փոխվում է տեսականորեն հնարավոր միջակայքում՝ 0%-ից մինչև 100%, լարումը կփոխվի 0-ից մինչև 12 Վ, այսինքն. Զարկերակային լայնության մոդուլյացիան թույլ է տալիս կարգավորել լարումը 0-ից մինչև ազդանշանի ամպլիտուդը: Սա այն է, ինչ օգտագործվում է DC շարժիչի պտտման արագությունը կամ լամպի պայծառությունը կարգավորելու համար:
PWM ազդանշանը ստեղծվում է միկրոկոնտրոլերի կամ անալոգային սխեմայի միջոցով: Այս ազդանշանը սովորաբար վերահսկում է բարձր էներգիայի բեռը, որը միացված է էներգիայի աղբյուրին երկբևեռ կամ դաշտային ազդեցության տրանզիստորի անջատիչ սխեմայի միջոցով: Անցման ռեժիմում կիսահաղորդչային սարքը կամ բաց է կամ փակ, իսկ միջանկյալ վիճակը վերացված է: Երկու դեպքում էլ անջատիչի վրա աննշան ջերմային հզորություն է ցրվում: Քանի որ այս հզորությունը հավասար է անջատիչի միջով անցնող հոսանքի արտադրյալին և դրա վրայով լարման անկմանը, իսկ առաջին դեպքում անջատիչի միջով հոսանքը մոտ է զրոյին, իսկ երկրորդում՝ լարմանը։
Անցումային վիճակներում զգալի հոսանքի անցմամբ անջատիչի վրա զգալի լարում կա, այսինքն. Զգալի է նաև ցրված ջերմային հզորությունը։ Ուստի, որպես բանալի, անհրաժեշտ է օգտագործել ցածր իներցիայով կիսահաղորդչային սարքեր՝ արագ միացման ժամանակներով, տասնյակ նանովայրկյանների կարգով։
Եթե առանցքային սխեման կառավարում է LED-ը, ապա ցածր ազդանշանի հաճախականության դեպքում LED-ը ժամանակին կթողնի PWM ազդանշանի լարման փոփոխության հետ: 50 Հց-ից բարձր ազդանշանային հաճախականությունների դեպքում թարթումները միաձուլվում են մարդու տեսողության իներցիայի պատճառով: LED-ի ընդհանուր պայծառությունը սկսում է կախված լինել լցման գործակիցից. որքան ցածր է լցման գործակիցը, այնքան ավելի թույլ է լուսադիոդը փայլում:
DC շարժիչի պտտման արագությունը PWM-ի միջոցով վերահսկելիս, PWM հաճախականությունը պետք է լինի շատ բարձր և դուրս լսվող աուդիո հաճախականությունների շրջանակից, այսինքն. գերազանցում է 15-20 կՀց-ը, հակառակ դեպքում շարժիչը «կհնչի»՝ PWM հաճախականությամբ ականջի նյարդայնացնող ճռռոց արձակելով: Շարժիչի կայունությունը նույնպես կախված է հաճախականությունից: Ցածր հաճախականության PWM ազդանշանը ցածր աշխատանքային ցիկլով կհանգեցնի շարժիչի անկայուն աշխատանքին և նույնիսկ շարժիչի հնարավոր անջատմանը:
Այսպիսով, շարժիչը կառավարելիս ցանկալի է մեծացնել PWM ազդանշանի հաճախականությունը, բայց նույնիսկ այստեղ կա մի սահման, որը որոշվում է կիսահաղորդչային անջատիչի իներցիոն հատկություններով: Եթե բանալին անջատվում է ուշացումներով, ապա կառավարման միացումը կսկսի աշխատել սխալներով: Էներգիայի կորուստներից խուսափելու և իմպուլսային փոխարկիչի բարձր արդյունավետության հասնելու համար կիսահաղորդչային անջատիչը պետք է ունենա բարձր արագություն և ցածր հաղորդունակության դիմադրություն:
PWM-ի ելքից ստացվող ազդանշանը կարող է նաև միջինացված լինել՝ օգտագործելով պարզ ցածրանցիկ ֆիլտր: Երբեմն դուք կարող եք անել առանց դրա, քանի որ այն ունի որոշակի էլեկտրական ինդուկտիվություն և մեխանիկական իներցիա: PWM ազդանշանների հարթեցումը բնականաբար տեղի է ունենում, երբ PWM հաճախականությունը գերազանցում է վերահսկվող սարքի արձագանքման ժամանակը:
PWM-ը կարող է իրականացվել երկու մուտքերի միջոցով, որոնցից մեկը մատակարարվում է օժանդակ գեներատորի պարբերական սղոցաձև կամ եռանկյուն ազդանշանով, իսկ մյուսը` մոդուլացնող կառավարման ազդանշանով: PWM իմպուլսի դրական մասի տևողությունը որոշվում է այն ժամանակով, որի ընթացքում համեմատիչի մեկ մուտքին մատակարարվող հսկիչ ազդանշանի մակարդակը գերազանցում է համեմատիչի մյուս մուտքին մատակարարվող օժանդակ գեներատորի ազդանշանի մակարդակը:
Երբ օժանդակ գեներատորի լարումը ավելի բարձր է, քան հսկիչ ազդանշանի լարումը, համեմատողի ելքը կունենա իմպուլսի բացասական մասը:
Համեմատիչի ելքում պարբերական ուղղանկյուն ազդանշանների աշխատանքային ցիկլը և, հետևաբար, կարգավորիչի միջին լարումը կախված է մոդուլացնող ազդանշանի մակարդակից, իսկ հաճախականությունը որոշվում է օժանդակ գեներատորի ազդանշանի հաճախականությամբ:
Թվային զարկերակային լայնության մոդուլացիա
Կա մի տեսակ PWM, որը կոչվում է թվային PWM: Այս դեպքում ազդանշանի ժամանակաշրջանը լրացվում է ուղղանկյուն ենթաիմպուլսներով, և կարգավորվում է ժամանակահատվածի ենթաիմպուլսների քանակը, որը որոշում է տվյալ ժամանակահատվածի ազդանշանի միջին արժեքը։
Թվային PWM-ում ժամանակաշրջանը լրացնող ենթապպուլսները (կամ «մեկերը») կարող են հայտնվել ժամանակահատվածի ցանկացած կետում: Միջին լարման արժեքը որոշակի ժամանակահատվածում որոշվում է միայն դրանց քանակով, մինչդեռ ենթաիմպուլսները կարող են հաջորդել մեկը մյուսի հետևից և միաձուլվել: Առանձին ենթաիմպուլսները հանգեցնում են բանալու ավելի կոշտ գործառնական ռեժիմի:
Որպես թվային PWM ազդանշանի աղբյուր, դուք կարող եք օգտագործել համակարգչային COM պորտը 10-բիթանոց ելքային ազդանշանով: Հաշվի առնելով 8 տեղեկատվական բիթ և 2 start/stop բիթ, COM պորտի ազդանշանը պարունակում է 1-ից 9 «մեկ», ինչը թույլ է տալիս կարգավորել լարումը սնուցման լարման 10-90%-ի սահմաններում 10% քայլերով:
Շատ տարբեր տեխնոլոգիաների հետ աշխատելիս հաճախ հարց է ծագում՝ ինչպե՞ս կառավարել առկա հզորությունը: Ի՞նչ անել, եթե այն պետք է իջեցնել կամ բարձրացնել: Այս հարցերի պատասխանը PWM կարգավորիչն է: Ինչ է նա? Որտեղ է այն օգտագործվում: Իսկ ինչպե՞ս ինքնուրույն հավաքել նման սարքը։
Ի՞նչ է զարկերակային լայնության մոդուլյացիան:
Առանց հստակեցնելու այս եզրույթի իմաստը, իմաստ չունի շարունակել։ Այսպիսով, զարկերակային լայնության մոդուլյացիան բեռին մատակարարվող հզորության վերահսկման գործընթացն է, որն իրականացվում է իմպուլսների աշխատանքային ցիկլը փոփոխելու միջոցով, որը կատարվում է մշտական հաճախականությամբ: Զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի մի քանի տեսակներ կան.
1. Անալոգային.
2. Թվային.
3. Երկուական (երկաստիճան):
4. Երրորդություն (եռաստիճան).
Ի՞նչ է PWM կարգավորիչը:
Այժմ, երբ մենք գիտենք, թե ինչ է զարկերակային լայնության մոդուլյացիան, մենք կարող ենք խոսել հոդվածի հիմնական թեմայի մասին: PWM կարգավորիչը օգտագործվում է մատակարարման լարումը կարգավորելու և ավտոմեքենաներում և մոտոցիկլետներում հզոր իներցիոն բեռները կանխելու համար: Սա կարող է բարդ թվալ և լավագույնս բացատրվում է օրինակով: Ենթադրենք, պետք է այնպես անել, որ ներքին լուսավորության լամպերը փոխեն իրենց պայծառությունը ոչ թե անմիջապես, այլ աստիճանաբար: Նույնը վերաբերում է կողային լույսերին, մեքենայի լուսարձակներին կամ երկրպագուներին: Այս ցանկությունը կարող է իրականացվել տրանզիստորի լարման կարգավորիչի (պարամետրային կամ փոխհատուցման) տեղադրմամբ: Բայց մեծ հոսանքի դեպքում այն կստեղծի չափազանց բարձր հզորություն և կպահանջի լրացուցիչ մեծ ռադիատորների տեղադրում կամ հավելում հարկադիր հովացման համակարգի տեսքով՝ օգտագործելով համակարգչային սարքից հանված փոքր օդափոխիչ: Ինչպես տեսնում եք, այս ճանապարհն իր հետ բերում է բազմաթիվ հետևանքներ, որոնք պետք է հաղթահարվեն:
Այս իրավիճակից իրական փրկությունը PWM կարգավորիչն էր, որն աշխատում է հզոր դաշտային ուժային տրանզիստորների վրա: Նրանք կարող են միացնել բարձր հոսանքները (մինչև 160 Ամպեր) միայն 12-15 Վ դարպասի լարման միջոցով: Պետք է նշել, որ բաց տրանզիստորի դիմադրությունը բավականին ցածր է, և դրա շնորհիվ էներգիայի սպառման մակարդակը կարող է զգալիորեն կրճատվել: Ձեր սեփական PWM կարգավորիչը ստեղծելու համար ձեզ հարկավոր է կառավարման միացում, որը կարող է ապահովել աղբյուրի և դարպասի միջև լարման տարբերություն 12-15 Վ միջակայքում: Եթե դա հնարավոր չէ հասնել, կապուղու դիմադրությունը մեծապես կբարձրանա, և էներգիայի սպառումը զգալիորեն կաճի: Եվ դա, իր հերթին, կարող է հանգեցնել տրանզիստորի գերտաքացմանն ու ձախողմանը:
Արտադրվում է PWM կարգավորիչների համար միկրոսխեմաների մի ամբողջ շարք, որոնք կարող են դիմակայել մուտքային լարման բարձրացմանը մինչև 25-30 Վ, չնայած այն հանգամանքին, որ էլեկտրամատակարարումը կլինի ընդամենը 7-14 Վ: Սա թույլ կտա ելքային տրանզիստորը միացնել շղթայում ընդհանուր արտահոսքի հետ միասին: Սա, իր հերթին, անհրաժեշտ է ընդհանուր մինուսով բեռը միացնելու համար: Օրինակները ներառում են հետևյալ նմուշները՝ L9610, L9611, U6080B ... U6084B: Բեռների մեծ մասը 10 Ամպերից ավելի հոսանք չի քաշում, ուստի դրանք չեն կարող առաջացնել լարման անկում: Եվ արդյունքում դուք կարող եք օգտագործել պարզ սխեմաներ առանց փոփոխության լրացուցիչ միավորի տեսքով, որը կբարձրացնի լարումը: Եվ հենց PWM կարգավորիչների այս նմուշներն են, որոնք կքննարկվեն հոդվածում: Նրանք կարող են կառուցվել ասիմետրիկ կամ սպասման մուլտիվիբրատորի հիման վրա: Արժե խոսել PWM շարժիչի արագության կարգավորիչի մասին: Այս մասին ավելի ուշ:
Թիվ 1 սխեմա
Այս PWM կարգավորիչի միացումը հավաքվել է CMOS չիպերի ինվերտորների միջոցով: Այն ուղղանկյուն իմպուլսային գեներատոր է, որն աշխատում է 2 տրամաբանական տարրերի վրա։ Դիոդների շնորհիվ հաճախականության կարգավորիչ կոնդենսատորի լիցքաթափման և լիցքավորման ժամանակի հաստատունն այստեղ փոխվում է առանձին։ Սա թույլ է տալիս փոխել ելքային իմպուլսների աշխատանքային ցիկլը և արդյունքում՝ բեռի վրա առկա արդյունավետ լարման արժեքը: Այս շղթայում հնարավոր է օգտագործել ցանկացած հակադարձող CMOS տարր, ինչպես նաև NOR և AND: Օրինակները ներառում են K176PU2, K561LN1, K561LA7, K561LE5: Դուք կարող եք օգտագործել այլ տեսակներ, բայց մինչ այդ դուք պետք է ուշադիր մտածեք, թե ինչպես ճիշտ խմբավորել դրանց մուտքերը, որպեսզի նրանք կարողանան կատարել հանձնարարված գործառույթը: Սխեմայի առավելություններն են տարրերի մատչելիությունն ու պարզությունը: Թերությունները փոփոխության դժվարությունն են (գրեթե անհնարինությունը) և ելքային լարման միջակայքը փոխելու հետ կապված անկատարությունը:
Թիվ 2 սխեմա
Այն ունի ավելի լավ բնութագրեր, քան առաջին նմուշը, բայց ավելի դժվար է իրականացնել: Կարող է կարգավորել բեռի արդյունավետ լարումը 0-12 Վ միջակայքում, որին այն փոխվում է 8-12 Վ սկզբնական արժեքից: Առավելագույն հոսանքը կախված է դաշտային տրանզիստորի տեսակից և կարող է հասնել զգալի արժեքների: Հաշվի առնելով, որ ելքային լարումը համաչափ է հսկիչ մուտքագրմանը, այս միացումը կարող է օգտագործվել որպես կառավարման համակարգի մաս (ջերմաստիճանի մակարդակը պահպանելու համար):
Տարածման պատճառները
Ի՞նչն է գրավում մեքենաների սիրահարներին PWM կարգավորիչով: Հարկ է նշել, որ ցանկություն կա բարձրացնել արդյունավետությունը էլեկտրոնային սարքավորումների համար երկրորդականներ կառուցելիս։ Այս հատկության շնորհիվ այս տեխնոլոգիան կարելի է գտնել նաև համակարգչային մոնիտորների, հեռախոսների, դյուրակիր համակարգիչների, պլանշետների և նմանատիպ սարքավորումների արտադրության մեջ, և ոչ միայն մեքենաներում: Հարկ է նաև նշել, որ այս տեխնոլոգիան զգալիորեն էժան է, երբ օգտագործվում է: Բացի այդ, եթե որոշել եք ոչ թե գնել, այլ ինքներդ հավաքել PWM կարգավորիչ, կարող եք գումար խնայել սեփական մեքենան կատարելագործելիս:
Եզրակացություն
Դե, դուք հիմա գիտեք, թե ինչ է PWM էներգիայի կարգավորիչը, ինչպես է այն աշխատում, և դուք կարող եք նույնիսկ ինքներդ հավաքել նմանատիպ սարքեր: Հետևաբար, եթե ցանկանում եք փորձարկել ձեր մեքենայի հնարավորությունները, ապա այս մասին կարող եք ասել միայն մեկ բան՝ արեք դա: Ավելին, դուք կարող եք ոչ միայն օգտագործել այստեղ ներկայացված դիագրամները, այլ նաև էապես փոփոխել դրանք, եթե ունեք համապատասխան գիտելիքներ և փորձ: Բայց նույնիսկ եթե ամեն ինչ առաջին անգամ չստացվի, դուք կարող եք ձեռք բերել շատ արժեքավոր բան՝ փորձ: Ո՞վ գիտի, թե որտեղ կարող է այն օգտակար լինել հաջորդիվ և որքան կարևոր կլինի նրա ներկայությունը:
Զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի (PWM) մեթոդը ամենաարդյունավետներից մեկն է AU-ի ելքային լարման որակի բարելավման առումով: Մեթոդի հիմնական գաղափարն այն է, որ ելքային լարման կորը ձևավորվում է մի շարք բարձր հաճախականության իմպուլսների տեսքով, որոնց տևողությունը տատանվում է (մոդուլավորում) ըստ որոշակի օրենքի, շատ դեպքերում սինուսոիդային: Զարկերակային կրկնության արագությունը կոչվում է կրիչի (կամ ժամացույցի) հաճախականություն, իսկ հաճախականությունը, որով փոխվում է իմպուլսի տևողությունը՝ մոդուլյացիայի հաճախականություն։ Քանի որ կրիչի հաճախականությունը սովորաբար զգալիորեն ավելի բարձր է, քան մոդուլյացիայի հաճախականությունը, ներդաշնակությունները, որոնք կրիչի հաճախականության բազմապատիկ են և առկա են ելքային լարման սպեկտրում, համեմատաբար հեշտությամբ ճնշվում են՝ օգտագործելով համապատասխան զտիչ:
Ներկայումս հայտնի են PWM-ի մի քանի տեսակներ՝ դասակարգված ըստ տարբեր չափանիշների: Օրինակ, ելքային լարման իմպուլսների տեսակի հիման վրա մոդուլյացիան տարբերվում է միաբևեռ և երկբևեռ: Երկբևեռ մոդուլյացիայի ամենապարզ օրինակը միաֆազ կիսակամուրջ ինվերտորային շղթայում իրականացվող գործընթացներն են (նկ. 4.9): Էլեկտրաէներգիայի տրանզիստորների հիմքերին մատակարարվող հսկիչ իմպուլսները, ինչպես ցույց է տրված Նկար 4.9(բ)-ում, ձևավորվում են մոդուլացնող, ցածր հաճախականության լարումը համեմատելով սղոցող հղման լարման հետ, որի հաճախականությունը կրող հաճախականությունն է:
Ենթադրենք, որ կառավարման համակարգը կազմակերպված է այնպես, որ եթե հղման լարման ակնթարթային արժեքը մեծ է մոդուլացնող լարման արժեքից, ապա տրանզիստոր VT2-ը միացված է և բեռի վրա ձևավորվում է դրական բևեռականության զարկերակ, ինչպես ցույց է տրված Նկար 4.9(գ)-ում: Համապատասխանաբար, եթե հղման լարումը դառնում է մոդուլացնող լարման պակաս, ապա տրանզիստոր VT2-ն անջատվում է և տրանզիստոր VT1-ը միանում է, ինչը հանգեցնում է բեռի վրայով լարման բևեռականության փոփոխության: Բեռի ակտիվ-ինդուկտիվ բնույթով, ելքային լարման բևեռականությունը փոխվում է VD1 հակադարձ դիոդի ընդգրկման պատճառով, որի միջոցով փակվում է բեռի հոսանքը, որն ապահովված է ինդուկտիվ emf L-ով:
Երբ մոդուլացնող լարումը փոխվում է, փոխվում է դրական և բացասական ելքային լարման իմպուլսների տևողությունը, համապատասխանաբար, փոխվում է կրիչի հաճախականության ժամանակահատվածում լարման միջին արժեքը:
Ելքային լարման այս միջին արժեքների համադրությունը կազմում է հարթ բաղադրիչ, որի ձևը որոշվում է մոդուլացնող ազդանշանով: Երկբևեռ մոդուլյացիայի հիմնական թերությունը կրիչի հաճախականության առաջին ներդաշնակության մեծ ամպլիտուդն է։
Միաբևեռ մոդուլյացիայի դեպքում, ինչպես ցույց է տրված Նկար 4.10-ում, ելքային լարման կորի մեջ մոդուլացնող ազդանշանի մեկ կիսաալիքի ընթացքում ձևավորվում են միայն մեկ բևեռականության իմպուլսներ, իսկ հակառակ բևեռականության լարման իմպուլսների փոխարեն՝ զրոյական լարման միջակայք (զրո): դարակ) ձևավորվում է: Այս դեպքում, երբ լարման իմպուլսների տեւողությունը փոխվում է, զրոյական դարակի տեւողությունը համապատասխանաբար փոխվում է, որպեսզի կրիչի հաճախականության ժամկետը մնա հաստատուն։
Միաբևեռ մոդուլյացիան կարող է իրականացվել AIN միաֆազ կամրջային միացումում, պայմանով, որ մեկ զույգ ուժային տրանզիստորները, օրինակ, VT1 և VT4, փոխարկվեն մոդուլյացիայի ազդանշանի հաճախականությամբ, պահերին և այլն, և երկրորդ զույգ տրանզիստորները: փոխարկիչներ կրող հաճախականությամբ: Հսկիչ իմպուլսների տեւողությունը ձեւավորվում է նույն կերպ, ինչպես նախորդ դեպքում՝ հղման լարման եւ մոդուլացնող ազդանշանի համեմատության արդյունքում։ Ինվերտորի ելքի վրա զարկերակի ձևավորումը, օրինակ՝ դրական բևեռականություն, ապահովվում է VT1 և VT2 տրանզիստորների միաժամանակ միացնելով։ Քանի որ տրանզիստոր VT2-ն անջատվում է բարձր հաճախականությամբ, երբ այն անջատված է, տրանզիստոր VT1-ը մնում է միացված, ինչը հանգեցնում է տրանզիստորի VT1-ի և VD3 դիոդի միջոցով ինդուկտիվության մեջ պահվող բեռնվածքի հոսանքի փակմանը: Այս դեպքում ինվերտորի ելքի վրա լարումը հավասար է տրանզիստորի և դիոդի վրայով լարման անկումների գումարին, այսինքն. զրոյին մոտ: Նմանապես, զրոյական դարակ է ստեղծվում, երբ ձևավորվում է հարթ բաղադրիչի բացասական կես ալիք. երբ տրանզիստոր VT3-ն անջատված է, բեռնվածքի հոսանքը փակվում է տրանզիստորի VT4-ի և VD2 դիոդի միջոցով: Այսպիսով, ելքային լարման հարթ բաղադրիչի բևեռականությունը որոշվում է VT1 կամ VT4 տրանզիստորները միացնելով, իսկ բարձր հաճախականությամբ լցոնումը և, համապատասխանաբար, հարթ բաղադրիչի ձևը որոշվում է VT2 կամ VT3 տրանզիստորների միացման միջոցով:
Միաբևեռ մոդուլյացիայի հիմնական առավելությունը երկբևեռ մոդուլյացիայի համեմատությամբ բարձր հաճախականության ներդաշնակությունների ամպլիտուդների կրճատումն է։
Հարկ է նշել, որ միաբևեռ մոդուլյացիան հնարավոր չէ որոշ սխեմաներում, օրինակ՝ միաֆազ կիսակամուրջում: Այս դեպքում միաբևեռ մոդուլյացիան իրականացնելու համար անհրաժեշտ է օգտագործել ավելի բարդ սխեմաներ, օրինակ՝ Նկար 4.7-ում ներկայացված սխեման:
Բարձր հաճախականության իմպուլսների տևողության ձևավորման մեթոդի հիման վրա առանձնանում են զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի մի քանի տեսակներ, որոնցից ամենատարածվածը առաջին և երկրորդ տիպի PWM-ն է։ Առաջին տեսակի զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի դեպքում (PWM-1) առաջացած իմպուլսի տևողությունը համաչափ է մոդուլացնող ազդանշանի արժեքներին՝ ընտրված ժամանակի որոշակի, կանխորոշված պահերին: PWM-1-ով իմպուլսի տևողության ձևավորման սկզբունքը պատկերված է Նկ. 4.11 (ա).
PWM-2-ով իմպուլսի տևողության ձևավորման սկզբունքը ներկայացված է Նկ. 4.11 (բ). Այս դեպքում իմպուլսի տեւողությունը որոշվում է իմպուլսի վերջում մոդուլացնող ազդանշանի արժեքով:
Տևողությունը փոխելու մեթոդի հիման վրա առանձնանում են միակողմանի և երկկողմանի մոդուլյացիան։ Օրինակ, Նկ. 4.9 ցույց է տալիս մեկ-
երրորդ կողմի մոդուլյացիա, քանի որ երբ մոդուլացնող ազդանշանը փոխվում է, փոխվում է այն պահը, երբ առաջանում է իմպուլսի միայն հետևի եզրը: Համապատասխանաբար, Նկ. Նկար 4.10-ը ցույց է տալիս երկկողմանի մոդուլյացիայի օրինակ:
Կրիչի հաճախականության հարաբերակցությունը մոդուլացնող ազդանշանի հաճախականությանը կոչվում է կրիչի հաճախականության բազմապատիկ: Բազմապատկությունը կարող է լինել կամ ամբողջ թիվ կամ կոտորակ, իսկ ընդհանուր դեպքում բազմապատիկը կարող է լինել նաև իռացիոնալ կոտորակ։ Բազմապատկությունն էապես ազդում է ելքային լարման սպեկտրային կազմի վրա, իսկ կոտորակային-ռացիոնալ բազմապատկությունների դեպքում ելքային լարման սպեկտրում հայտնվում են մոդուլացնող ազդանշանի հաճախականությունից ցածր հաճախականությամբ հարմոնիկներ։ Նման ներդաշնակությունները կոչվում են ենթահարմոնիկներ, և դրանց ամպլիտուդները մեծանում են, քանի որ կրիչի հաճախականության գործակիցը նվազում է, ինչը կարող է հանգեցնել ինվերտորի բնականոն աշխատանքի խաթարմանը: Ենթհարմոնիկները ճնշելու համար կրիչի հաճախականության բազմապատկությունը պետք է մեծացվի, բայց դա անխուսափելիորեն մեծացնում է անջատիչ կորուստները ինվերտերի ուժային սարքերում:
Ելքային լարման օգտակար բաղադրիչը որոշվում է հարթ բաղադրիչի ձևով, որն իր հերթին կախված է մոդուլացնող ազդանշանի ձևից կամ, ինչպես սովորաբար կոչվում է, մոդուլյացիայի օրենքից։ Ներկայումս առավել հաճախ օգտագործվում է մոդուլյացիան ըստ սինուսոիդային, trapezoidal կամ ուղղանկյուն օրենքի: Մասնավորապես, վերը քննարկված կրիչի հաճախականությամբ զարկերակային լայնության վերահսկման մեթոդը ոչ այլ ինչ է, քան PWM-ի օգտագործումը ուղղանկյուն օրենքի համաձայն:
- Ետ
- Առաջ
Պատահական նորություններ
3.2. Հանրահաշվական կայունության չափանիշներ
Երկարակեցության առաջին չափանիշներից մեկը սահմանել է պրոֆեսոր Ջ. Չափանիշը ձևակերպված է երրորդ կարգի դիֆերենցիալ հավասարումներով նկարագրված գործընթացների համար, որոնց բնորոշ հավասարումը վերածվում է ձևի՝ .
Նկար 3.4 - Դիագրամ, որը սահմանում է 3-րդ կարգի հավասարումներով նկարագրված համակարգերի կայունության տարածքը: (Վիշնեգրադսկու դիագրամ)
Եթե ներմուծենք նշումը և, ապա, ըստ Վիշնեգրադսկու, որպեսզի համակարգը կայուն լինի, անհրաժեշտ է, որ, կամ. Նկար 3.4-ում XΥ =1 հիպերբոլան գծագրված է X և Υ կոորդինատներում, որը տալիս է համակարգի կայունության սահմանը: Դիմադրության տարածքների միջև գիծը սովորաբար բացվում է, որպեսզի դիմադրողական տարածքները տեսանելի լինեն ելուստից առանց լրացուցիչ բացատրության:
Նկար 3.4-ի գծապատկերում կա պարբերականության սահմանի գծագրված գիծ, որը որոշվում է պայմանով, որն ունի դեմքի կետ X = Υ = 3 արժեքներով:
Վերը նկարագրված Վիշնեգրադսկու կայունության չափանիշը Routh-Hurwitz կայունության չափանիշի առանձին դեպք է: Այս չափանիշը կարելի է ձևակերպել հետևյալ կերպ՝ Hurwitz-ի առաջարկած ձևով. եթե համակարգը նկարագրված է գծային դիֆերենցիալ հավասարմամբ, որի բնորոշ հավասարումն է.
ապա որպեսզի այն կայուն լինի, այսինքն՝ բնութագրական հավասարման բարդ արմատների բոլոր իրական արմատները և իրական մասերը բացասական լինեն, անհրաժեշտ է և բավարար, որ հավասարման բոլոր գործակիցներն ունենան նույն նշանը, և անկյունագծային որոշիչը n-1 կարգի է, որը կազմված է հավասարման գործակիցներից, և նրա բոլոր անկյունագծային փոքրերը դրական կլինեն.
Անկյունագծային որոշիչը կազմված է հետևյալ կերպ.
Այսպիսով, որպեսզի համակարգը կայուն լինի, անհրաժեշտ է, որ բոլոր գործակիցներն ունենան նույն նշանը և բոլոր որոշիչները լինեն 0-ից մեծ։
Շեղանկյուն մինորների կազմման կարգը կարելի է վերլուծել հինգերորդ աստիճանի հավասարման օրինակով.
Այնուհետև մենք ստանում ենք.
Երրորդ կարգի հավասարման համար.
Ինչպես նաեւ.
Նկատի ունեցեք, որ և մենք ունենք Վիշեգրադսկու կայունության պայմաններ
Ե՛վ Վիշնեգրադսկու չափանիշը, և՛ Ռութ-Հուրվիցի չափանիշը որոշում են համակարգի կայունությունը՝ հիմնվելով բնորոշ հավասարման գործակիցների վրա և կոչվում են հանրահաշվական կայունության չափանիշներ։ Դիտարկենք դիմադրության հետազոտության մի քանի օրինակներ՝ օգտագործելով Routh-Hurwitz չափանիշը:
Օրինակ 1. Համակարգի բնութագրական հավասարումը
Սրա համար:
Ինչպես այս հավասարման բոլոր գործակիցները զրոյից մեծ են, այնպես էլ որոշիչները զրոյից մեծ են՝ համակարգը կայուն է:
PWM կամ PWM (զարկերակային լայնության մոդուլյացիա, անգլերեն) միջոց է վերահսկելու բեռի էներգիայի մատակարարումը: Վերահսկիչը բաղկացած է զարկերակային տեւողության փոփոխումից՝ անընդհատ զարկերակային կրկնության արագությամբ: Զարկերակային լայնության մոդուլյացիան կարող է լինել անալոգային, թվային, երկուական կամ եռակի:
Զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի օգտագործումը հնարավորություն է տալիս բարձրացնել էլեկտրական փոխարկիչների արդյունավետությունը, հատկապես իմպուլսային փոխարկիչների համար, որոնք այսօր հիմք են հանդիսանում տարբեր էլեկտրոնային սարքերի երկրորդային էներգիայի մատակարարման համար: Flyback և առաջ մի ցիկլով, հրում-քաշման և կիսակամուրջ, ինչպես նաև կամուրջ իմպուլսային փոխարկիչներ այսօր կառավարվում են PWM-ի մասնակցությամբ, սա վերաբերում է նաև ռեզոնանսային փոխարկիչներին:
Զարկերակային լայնության մոդուլյացիան թույլ է տալիս կարգավորել բջջային հեռախոսների, սմարթֆոնների և նոութբուքերի հեղուկ բյուրեղային էկրանների լուսավորության պայծառությունը: PWM-ն ներդրված է ավտոմոբիլային ինվերտորներում, լիցքավորիչներում և այլն: Այսօր ցանկացած լիցքավորիչ իր աշխատանքի մեջ օգտագործում է PWM:
Անցման ռեժիմում գործող երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորները օգտագործվում են որպես անջատիչ տարրեր ժամանակակից բարձր հաճախականության փոխարկիչներում: Սա նշանակում է, որ ժամանակաշրջանի մի մասը տրանզիստորը լիովին բաց է, իսկ շրջանի մի մասը ամբողջովին փակ է:
Եվ քանի որ անցողիկ վիճակներում, որոնք տևում են ընդամենը տասնյակ նանվայրկյաններ, անջատիչի վրա թողարկվող հզորությունը փոքր է անջատիչի համեմատ, ապա անջատիչի վրա ջերմության տեսքով թողարկված միջին հզորությունը, ի վերջո, աննշան է դառնում: Այս դեպքում փակ վիճակում տրանզիստորի դիմադրությունը որպես անջատիչ շատ փոքր է, իսկ դրա վրայով լարման անկումը մոտենում է զրոյի։
Բաց վիճակում տրանզիստորի հաղորդունակությունը մոտ է զրոյի, և գործնականում հոսանք չի անցնում դրա միջով: Սա հնարավորություն է տալիս ստեղծել կոմպակտ փոխարկիչներ բարձր արդյունավետությամբ, այսինքն՝ ցածր ջերմային կորուստներով։ Իսկ ռեզոնանսային փոխարկիչները՝ միացնելով զրոյական հոսանքի ZCS (զրոյական հոսանքի անջատում) հնարավորություն են տալիս նվազագույնի հասցնել այդ կորուստները:
Անալոգային տիպի PWM գեներատորներում կառավարման ազդանշանը ստեղծվում է անալոգային համեմատիչի կողմից, երբ, օրինակ, եռանկյունաձև կամ սղոցաձև ազդանշան է մատակարարվում համեմատիչի շրջվող մուտքին, իսկ մոդուլացնող շարունակական ազդանշանը մատակարարվում է ոչ շրջվող մուտքին:
Ստացվում են ելքային իմպուլսները, դրանց կրկնության հաճախականությունը հավասար է սղոցի (կամ եռանկյուն ազդանշանի) հաճախականությանը, իսկ իմպուլսի դրական մասի տևողությունը կապված է այն ժամանակի հետ, որի ընթացքում մոդուլացնող հաստատուն ազդանշանի մակարդակը մատակարարվում է Համեմատիչի ոչ շրջվող մուտքն ավելի բարձր է, քան սղոցի ազդանշանի մակարդակը, որը մատակարարվում է շրջվող մուտքին: Երբ սղոցի լարումը ավելի բարձր է, քան մոդուլացնող ազդանշանը, ելքը կունենա իմպուլսի բացասական մասը:
Եթե սղոցը սնվում է համեմատիչի ոչ շրջվող մուտքին, և մոդուլացնող ազդանշանը մատակարարվում է շրջվող մուտքին, ապա ելքային ուղղանկյուն իմպուլսները դրական արժեք կունենան, երբ սղոցի լարումը ավելի բարձր է, քան մատակարարվող մոդուլացնող ազդանշանի արժեքը: շրջվող մուտքին, և բացասական, երբ սղոցի լարումը ցածր է մոդուլացնող ազդանշանից: Անալոգային PWM արտադրության օրինակ է TL494 միկրոսխեման, որն այսօր լայնորեն օգտագործվում է անջատիչ սնուցման աղբյուրների կառուցման մեջ:
Թվային PWM-ն օգտագործվում է երկուական թվային տեխնոլոգիայի մեջ: Ելքային իմպուլսները նույնպես վերցնում են երկու արժեքներից միայն մեկը (միացված կամ անջատված), իսկ միջին ելքային մակարդակը մոտենում է ցանկալի մակարդակին: Այստեղ սղոցի ազդանշանը ստացվում է N-bit հաշվիչի միջոցով:
PWM-ով թվային սարքերը նույնպես աշխատում են հաստատուն հաճախականությամբ, որն անպայմանորեն գերազանցում է կառավարվող սարքի արձագանքման ժամանակը, այս մոտեցումը կոչվում է գերսեմպլինգ: Ժամացույցի եզրերի միջև թվային PWM ելքը մնում է կայուն՝ բարձր կամ ցածր՝ կախված թվային համեմատիչի ելքի ներկա վիճակից, որը համեմատում է ազդանշանի մակարդակները հաշվիչի և մոտավոր թվայինի վրա:
Արդյունքը հաշվարկվում է որպես իմպուլսների հաջորդականություն 1 և 0 վիճակներով, յուրաքանչյուր ժամացույցի վիճակ կարող է փոխվել կամ չփոխվել հակառակը: Իմպուլսների հաճախականությունը համաչափ է մոտեցող ազդանշանի մակարդակին, և միմյանց հաջորդող միավորները կարող են ձևավորել մեկ ավելի լայն, ավելի երկար իմպուլս:
Ստացված փոփոխական լայնության իմպուլսները կլինեն ժամացույցի ժամանակաշրջանի բազմապատիկ, իսկ հաճախականությունը հավասար կլինի 1/2NT, որտեղ T-ն ժամացույցի ժամանակաշրջանն է, N-ը՝ ժամացույցի ցիկլերի քանակը: Այստեղ ժամացույցի հաճախականության համեմատ ավելի ցածր հաճախականություն է հասանելի: Նկարագրված թվային գեներացիայի միացումն իրենից ներկայացնում է մեկ բիթ կամ երկաստիճան PWM՝ իմպուլսային կոդավորված PCM մոդուլացիա:
Այս երկմակարդակ իմպուլսային կոդավորված մոդուլյացիան, ըստ էության, իմպուլսների մի շարք է 1/T հաճախականությամբ և T կամ 0 լայնությամբ: Oversampling օգտագործվում է ավելի մեծ ժամանակահատվածում միջինը գնահատելու համար: Բարձրորակ PWM կարելի է ձեռք բերել մեկ բիթ զարկերակային խտության մոդուլյացիայի միջոցով, որը նաև կոչվում է իմպուլսային հաճախականության մոդուլյացիա:
Զարկերակային լայնության թվային մոդուլյացիայի դեպքում ուղղանկյուն ենթաիմպուլսները, որոնք լրացնում են կետը, կարող են ընկնել այդ ժամանակահատվածի ցանկացած վայրում, և միայն դրանց թիվը ազդում է տվյալ ժամանակահատվածում ազդանշանի միջին արժեքի վրա: Այսպիսով, եթե ժամանակաշրջանը բաժանեք 8 մասի, ապա 11001100, 11110000, 11000101, 10101010 և այլն իմպուլսների համակցությունները ժամանակաշրջանի համար կտան նույն միջին արժեքը, սակայն առանձին միավորները ծանրացնում են առանցքային տրանզիստորի գործառնական ռեժիմը:
Էլեկտրոնիկայի լուսատուները, խոսելով PWM-ի մասին, տալիս են հետևյալ անալոգիան մեխանիկայի հետ. Եթե դուք օգտագործում եք շարժիչ՝ ծանր ճանճը պտտելու համար, ապա քանի որ շարժիչը կարելի է միացնել կամ անջատել, ճանճը կամ կպտտվի և կշարունակի պտտվել, կամ կկանգնի շփման պատճառով, երբ շարժիչն անջատվի:
Բայց եթե շարժիչը միացված է րոպեում մի քանի վայրկյանով, ապա ճանավի պտույտը կպահպանվի, իներցիայի շնորհիվ, որոշակի արագությամբ։ Եվ որքան երկար է շարժիչը միացված, այնքան ավելի մեծ արագություն է պտտվելու ճանճը: Նույնը PWM-ի դեպքում, միացման և անջատման ազդանշանը (0 և 1) գալիս է ելքի, և արդյունքում ստացվում է միջին արժեքը: Ժամանակի ընթացքում ինտեգրելով իմպուլսային լարումը, մենք ստանում ենք իմպուլսների տակ գտնվող տարածքը, և աշխատանքային մարմնի վրա ազդեցությունը նույնական կլինի միջին լարման արժեքով աշխատելուն:
Այսպես են աշխատում փոխարկիչները, որտեղ փոխարկումը տեղի է ունենում վայրկյանում հազարավոր անգամներ, իսկ հաճախականությունները հասնում են մի քանի մեգահերց: Հատուկ PWM կարգավորիչները լայնորեն օգտագործվում են էներգախնայող լամպերի բալաստները, սնուցման աղբյուրները և այլն կառավարելու համար:
Զարկերակային շրջանի ընդհանուր տեւողության հարաբերակցությունը միացման ժամանակին (զարկերակի դրական մասը) կոչվում է իմպուլսի աշխատանքային ցիկլ: Այսպիսով, եթե միացման ժամանակը 10 մկվ է, իսկ շրջանը տևում է 100 մկվ, ապա 10 կՀց հաճախականության դեպքում աշխատանքային ցիկլը հավասար կլինի 10-ի, և գրում են, որ S = 10: Հակադարձ աշխատանքային ցիկլը կոչվում է. զարկերակային աշխատանքային ցիկլը, անգլերեն Duty cycle, կամ հապավումը որպես DC:
Այսպիսով, բերված օրինակի համար DC = 0.1, քանի որ 10/100 = 0.1: Զարկերակային լայնության մոդուլյացիայով, իմպուլսի աշխատանքային ցիկլը կարգավորելու միջոցով, այսինքն՝ փոփոխելով DC-ը, անհրաժեշտ միջին արժեքը ձեռք է բերվում էլեկտրոնային կամ այլ էլեկտրական սարքի, օրինակ՝ շարժիչի ելքում:
Զարկերակային լայնության մոդուլյացիա(PWM, անգլերեն) զարկերակային լայնության մոդուլյացիա (PWM)) - բեռին մատակարարվող էներգիայի վերահսկման գործընթաց՝ փոխելով իմպուլսների աշխատանքային ցիկլը մշտական հաճախականությամբ: Տարբերել անալոգային PWMԵվ թվային PWM, երկուական (երկաստիճան) PWMԵվ եռաստիճան (եռաստիճան) PWM .
Գրաֆիկ, որը ցույց է տալիս եռաստիճան PWM-ի օգտագործումը շարժիչի կառավարման համար, որն օգտագործվում է փոփոխական հաճախականության ինդուկցիոն շարժիչների շարժիչներում: Մեքենայի ոլորուն մատակարարվող PHI մոդուլյատորից լարումը ցուցադրվում է կապույտ (V): Մեքենայի ստատորում մագնիսական հոսքը ցույց է տրված կարմիր (B): Այստեղ մագնիսական հոսքն ունի մոտավորապես սինուսոիդային ձև՝ համապատասխան PWM օրենքի շնորհիվ։
PWM-ի տարածման պատճառները
PWM-ի օգտագործման հիմնական պատճառն արդյունավետությունը բարձրացնելու ցանկությունն է էլեկտրոնային սարքավորումների և այլ բաղադրիչների համար երկրորդական սնուցման սարքերի կառուցման ժամանակ, օրինակ, PWM-ն օգտագործվում է հեռախոսների, PDA-ների և այլնի LCD մոնիտորների և էկրանների լուսավորության լուսավորությունը կարգավորելու համար:
PWM-ով անջատիչի վրա թողարկված ջերմային հզորությունը
PWM-ում տրանզիստորները օգտագործվում են որպես հիմնական տարրեր (կարող են օգտագործվել այլ կիսահաղորդչային սարքեր) ոչ թե գծային, այլ անջատիչ ռեժիմում, այսինքն՝ տրանզիստորը միշտ կամ բաց է (անջատված) կամ փակ (հագեցվածության վիճակում): ) Առաջին դեպքում տրանզիստորն ունի գրեթե անսահման դիմադրություն, ուստի միացումում հոսանքը շատ փոքր է, և չնայած ամբողջ մատակարարման լարումը ընկնում է տրանզիստորի վրա, տրանզիստորի կողմից թողարկված հզորությունը գործնականում զրոյական է: Երկրորդ դեպքում տրանզիստորի դիմադրությունը չափազանց ցածր է, և, հետևաբար, դրա վրա լարման անկումը մոտ է զրոյի - թողարկվող հզորությունը նույնպես փոքր է: Անցումային վիճակներում (փոխարկիչի անցում հաղորդիչ վիճակից ոչ հաղորդիչ վիճակի և ետ), անջատիչում թողարկվող հզորությունը նշանակալի է, բայց քանի որ անցումային վիճակների տևողությունը չափազանց կարճ է մոդուլյացիայի ժամանակաշրջանի նկատմամբ, միջինը. անջատման կորուստների հզորությունը պարզվում է, որ աննշան է:
1. 
PWM շահագործման սկզբունքը
Անալոգային PWM[
PWM ազդանշանը ստեղծվում է անալոգային համեմատիչով, մեկ մուտքով (ըստ նկարի՝ համեմատիչի շրջվող մուտքը), որի օգնությամբ ապահովվում է մոդուլացնող ազդանշանի հաճախականությունից զգալիորեն ավելի բարձր հաճախականությամբ օժանդակ հղման սղոցային կամ եռանկյուն ազդանշան, իսկ մյուսը՝ մոդուլացնող շարունակական անալոգային ազդանշան։ PWM ելքային իմպուլսների կրկնության հաճախականությունը հավասար է սղոցի կամ եռանկյուն լարման հաճախականությանը: Սղոցային լարման շրջանի այն հատվածում, երբ համեմատիչի հակադարձ մուտքի ազդանշանը ավելի բարձր է, քան ոչ շրջվող մուտքի ազդանշանը, որտեղ կիրառվում է մոդուլացնող ազդանշանը, ելքի վրա բացասական լարում է ստացվում, մյուսում. այն ժամանակահատվածի մի մասը, երբ համեմատիչի հակադարձ մուտքի ազդանշանն ավելի ցածր է, քան ոչ շրջվող մուտքի ազդանշանը, կլինի դրական լարում:
Անալոգային PWM-ն իրականացվում է համեմատիչի միջոցով, որի մի մուտքն ապահովվում է օժանդակ գեներատորից եռանկյունաձև կամ սղոցային պարբերական ազդանշանով, իսկ մյուսը՝ մոդուլացնող ազդանշանով: Համեմատիչի ելքում ձևավորվում են փոփոխական լայնությամբ պարբերական ուղղանկյուն իմպուլսներ, որոնց աշխատանքային ցիկլը տատանվում է ըստ մոդուլացնող ազդանշանի օրենքի, իսկ հաճախականությունը հավասար է եռանկյունաձև կամ սղոցային ազդանշանի հաճախականությանը և սովորաբար հաստատուն է։
Անալոգային PWM-ն օգտագործվում է ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչներում Դ».
Անալոգային համեմատիչ օգտագործող երկու մակարդակի PWM մեթոդներից մեկը: Օժանդակ գեներատորից սղոցային լարումը մատակարարվում է համեմատիչի մուտքերից մեկին, իսկ մոդուլացնող լարումը մատակարարվում է մյուս մուտքին: Համեմատիչի ելքային վիճակը PHI մոդուլյացիան է: Նկարում` վերևում` սղոցային ազդանշան և մոդուլացնող լարում, ներքևում` PWM-ի արդյունք:
Թվային PWM
Երկուական թվային տեխնոլոգիայի դեպքում, որտեղ ելքերը կարող են վերցնել երկու արժեքներից միայն մեկը, PWM-ի միջոցով ցանկալի միջին թողարկման մակարդակի մոտավորումը լիովին բնական է: Շղթան նույնքան պարզ է. ստեղծվում է սղոցի ազդանշան Ն- բիթ հաշվիչ. Թվային սարքերը (DSHIP) աշխատում են ֆիքսված հաճախականությամբ, սովորաբար շատ ավելի բարձր, քան վերահսկվող կայանքների արձագանքը ( նմուշառում) Ժամացույցի եզրերի միջև ընկած ժամանակահատվածում DSCH ելքը մնում է կայուն, այն կա՛մ ցածր է, կա՛մ բարձր՝ կախված թվային համեմատիչի ելքից, որը համեմատում է հաշվիչի արժեքը մոտեցող թվային ազդանշանի մակարդակի հետ։ Վ(n) Շատ ժամացույցի ցիկլերի ելքը կարող է մեկնաբանվել որպես իմպուլսների շարք երկու հնարավոր արժեքներով 0 և 1, որոնք փոխարինում են միմյանց յուրաքանչյուր ժամացույցի ցիկլով: Տ. Մեկ իմպուլսների առաջացման հաճախականությունը համաչափ է մոտեցող ազդանշանի մակարդակին Վ(n) Իրար հաջորդող միավորները կազմում են մեկ, ավելի լայն իմպուլսի ուրվագիծը: Փոփոխական լայնության ստացված իմպուլսների տեւողությունը ~ Վ(n) ժամացույցի ժամանակաշրջանի բազմապատիկ են Տ, իսկ հաճախականությունը 1/( Տ*2Ն) Ցածր հաճախականությունը նշանակում է երկար, համեմատաբար Տ, ազդանշանի կայունության ժամանակահատվածները նույն մակարդակում, ինչը տալիս է իմպուլսի բաշխման ցածր միատեսակություն։
Նկարագրված թվային արտադրության միացումն ընկնում է մեկ բիթ (երկաստիճան) իմպուլսային կոդ մոդուլյացիայի սահմանման տակ ( PCM) 1-բիթանոց PCM-ը PWM-ով կարելի է դիտարկել որպես 1/ հաճախականությամբ իմպուլսների շարք: Տիսկ լայնությունը 0 կամ Տ. Հասանելի գերընտրանքը թույլ է տալիս հասնել միջինացման ավելի կարճ ժամանակահատվածում: Մեկ բիթանոց PCM-ի տեսակ, ինչպիսին է զարկերակային խտության մոդուլյացիան ( զարկերակային խտության մոդուլյացիա), որը նաև կոչվում է զարկերակային հաճախականության մոդուլյացիան.
Շարունակական անալոգային ազդանշանը վերականգնվում է բազմաթիվ ժամանակաշրջանների ընթացքում իմպուլսների թվաբանական միջինացման միջոցով՝ օգտագործելով պարզ ցածրանցիկ ֆիլտր: Թեև սովորաբար նույնիսկ դա չի պահանջվում, քանի որ շարժիչի էլեկտրամեխանիկական բաղադրիչներն ունեն ինդուկտիվություն, իսկ կառավարման օբյեկտը (OA) ունի իներցիա, PWM-ի ելքից իմպուլսները հարթվում են, իսկ օպերատիվ ուժեղացուցիչը՝ PWM-ի բավարար հաճախականությամբ: ազդանշան, իրեն պահում է այնպես, կարծես վերահսկում է սովորական անալոգային ազդանշանը:
Թվային PWM-ում ժամանակաշրջանը բաժանված է մասերի, որոնք լցված են ուղղանկյուն ենթաիմպուլսներով։ Ժամանակահատվածի միջին արժեքը կախված է ուղղանկյուն ենթաիմպուլսների քանակից: Թվային PWM - երկուական ազդանշանի մոտարկում (երկու մակարդակով - վրա/անջատված է) բազմամակարդակ կամ շարունակական ազդանշանի վրա, որպեսզի t 2 -t 1 ժամանակահատվածում դրանց միջին արժեքները մոտավորապես հավասար լինեն:
Ֆորմալ կերպով սա կարելի է գրել այսպես.
Որտեղ x(տ) - մուտքային ազդանշան՝ սկսած t 1նախքան t 2, և ∆ T i= - տեւողությունը ես րդ PWM ենթապպուլսը, յուրաքանչյուրը ամպլիտուդով Ա. n ընտրված է այնպես, որ ժամանակահատվածում երկու մեծությունների ընդհանուր տարածքների (էներգիաների) տարբերությունը թույլատրելիից փոքր լինի.
.
Վերահսկվող «մակարդակները», որպես կանոն, էլեկտրակայանների էներգիայի պարամետրերն են, օրինակ՝ իմպուլսային փոխարկիչների/կարգավորիչների լարումը. DC լարում/ կամ շարժիչի արագությունը: Իմպուլսային աղբյուրների համար x(տ) = U constկայունացում։
Թվային PWM-ում ուղղանկյուն ենթաիմպուլսները, որոնք լրացնում են կետը, կարող են տեղակայվել ժամանակահատվածի ցանկացած կետում, ժամանակահատվածի միջին արժեքի վրա ազդում է միայն դրանց թիվը: Օրինակ՝ շրջանը 8 մասի բաժանելիս 11110000, 11101000, 11100100, 11100010, 11100001 և այլն հաջորդականությունները տալիս են նույն միջին արժեքը պարբերության համար, սակայն առանձին «1»-ները վատացնում են անջատիչի գործառնական ռեժիմը (տրանսիստ):
Դուք նույնիսկ կարող եք օգտագործել COM պորտը որպես PWM: Քանի որ 0-ը փոխանցվում է որպես 0 0000 0000 1 (8 տվյալների բիթ + մեկնարկ/կանգ), իսկ 255-ը որպես 0 1111 1111 1, ելքային լարման միջակայքը 10-90% է 10% աճով: